Сглаживающие фильтры с аккумуляторной батареей

Аккумуляторная батарея, применяемая в буферных электропитающих установках, используется как резервный источник тока. Одновременно совместно с элементами фильтра она обеспечивает сглаживание выпрямленного тока. Переменная и постоянная составляющие выпрямленного тока проходят по двумя путям -че­рез батарею и через нагрузку (рисунок 4.3).

Каждая из этих цепей имеет различное сопротивление для переменного и постоянного токов. Постоянная составляющая выпрямленного тока в основном протекает через нагрузку и только небольшая часть (в режиме непрерывного подзаряда) ответвляется через батарею. Это происходит потому, что батарея аккумуляторов включена таким образом, что ее э. д. с. направлена навстречу э. д. с. выпрямителя и препятствует прохождению постоянного тока. Переменная составляющая выпрямленного тока ответвляется через аккумуляторную батарею и только незначительная часть - через нагрузку.

Для эффективного сглаживания пульсации при буферной систе­ме электропитания необходимо, чтобы сопротивление цепи батареи для переменной составляющей выпрямленного тока было гораздо меньше, чем сопротивление нагрузки. Сопротивление существенно зависит от способа подключения аккумуляторной батареи. Сущест­вует несколько способов подключения батареи.

В двухпроводной схеме подключения аккумуляторной батареи (рисунок 4.4, а) сопротивление цепи батареи (между точками а и б)

где R_пр- сопротивление элементов защиты;

R_п- сопротивление элементов коммутации;

R_ш1 и R _т2 - сопротивление соединительных шин;

R₆ - сопротивление аккумуляторной батареи.

В некоторых случаях, особенно для электропитающих установок, рассчитанных на низкие напряжения и большие токи, может оказаться, что сумма сопротивлений, включенных в цепь батареи, значительно превосходит ее собственное сопротивление, что резко снижает фильтрующее свойство батареи.

Рисунок 4.3 – Схема распределения постоянной и переменной составляющих выпрямленного тока на выходе выпрямителя

Рисунок 4.4 – Схемы подключения аккумуляторной батареи к выпрямителю и нагрузке:

а – двухпроводная; б – четырехпроходная; в- упрощенная двухпроводная

В четырехпроводной схеме подключения аккумуляторной батареи (рисунок 4.4, б) все дополнительные элементы исключены из цепи батареи и перенесены в главную цепь питания. Сопротивление цепи батареи для этой схемы R_цб = R₆. Схема обеспечивает эффективное сглаживание, но мало экономична, так как в аккумуляторную необходимо проложить две пары шин.

В упрощенной двухпроводной схеме подключения аккумуляторной батареи (рисунок 4.4, в) часть элементов, повышающих сопротивление цепи батареи, перенесена в главную цепь питания. Сопротивление цепи батареи для этой схемы . Если в этой схеме шины выбрать с такой площадью поперечного сечения, что сопротивление их не будет превышать 10% от сопротивления батареи, то схема по своим качествам будет мало отличаться от четырехпроводной. Схема имеет широкое распространение.

4.5. Расчет транзисторных сглаживающих фильтров

Транзисторные сглаживающие фильтры могут быть построены по примеру LC-фильтров так, что транзистор заменяет дроссель или конденсатор фильтра. Практически транзисторные сглажи­вающие фильтры целесообразно применять лишь с последователь­ным включением транзистора, заменяя при этом дроссель. В та­ком случае транзисторный сглаживающий фильтр может быть рассчитан на большие токи нагрузки и сравнительно низкие на­пряжения.

Рисунок 4.5 - Схема П-образного транзисторного сглаживающего фильтра (а), выходные характеристики транзистора (б) и эквивалентная схема фильтра (в)

На рисунке 4.5 показана схема П-образного сглаживающего фильтра, в котором действие транзистора эквивалентно действию дросселя. Подобно дросселю транзистор обладает сравнительно большим сопротивлением переменному току и небольшим сопротивлением постоянному току. Эти сопротивления определяются в виде: и , где I_K, U_КЭ и соответствующие приращения этих величин показаны на рисунке 4.5 а, б.

О величинах сопротивлений R_п и R₀ можно судить по следующе­му примеру. По выходным характеристикам транзистора (рисунок 4.5б) для рабочей точки А имеем: I_к—200 мА, U_КЭ=16 В, Δ U_КЭ= 12 В, R_п=R_к=3000 О м, R _о=80 J м.

В простейших схемах транзисторных фильтров для поддержа­ния постоянства тока I_э используется цепочка R₁C₂ (рисунок 4.5 а) с большой постоянной времени. В результате ток за время одного периода пульсации практически не меняется и в схеме создается необходимое напряжение между эмиттером и базой транзистора. При отсутствии R₁C₂ цепочки пришлось бы включать отдельную батарею. Таким образом, цепочки R₁C₂ играют в схеме фильтра вспомогательную роль, С_ф1 — является емкостным филь­тром, а действие Г-образной части схемы рисунка 4.5, а сводится к тому, что часть переменной составляющей входного напряжения на фильтре усиливается транзистором (усиливается лишь та часть напряжения, которая непосредственно приложена ко входу тран­зистора), причем усиленное напряжение сдвинуто по фазе отно­сительно входного напряжения на 180°. В результате этого осу­ ществляется частичная компенсация переменной составляющей и пульсация напряжения на нагрузке уменьшается.

Расчет фильтра может быть выполнен на основания его эквивалентной схемы, приведенной на рисунке 4.5, в, здесь R_б и R_э — активное сопротивление полупроводников базы и эмиттера; R_H - сопротивление n-р-перехода коллектор-база транзистора;

- реактивное сопротивление конденсатора C₂.

Как видно из схемы, сопротивление фильтра постоянному току

,

где U_КЭ — падение напряжения на участке коллектор — эмиттер транзистора; R₁ — активное сопротивление, величина которого вы­бирается в пределах 50 — 200 Ом, в зависимости от типа транзи­стора, I_о — ток нагрузки. При этом падение напряжения постоянного тока на фильтре

.

Емкость конденсатора , так как требуется большая постоянная времени R₁C₂ которую целесообразнее создавать за счет большой емкости С₂. Здесь f_п — наиболее низкая частота пульсации. Конденсатор С₂ должен быть рассчитан на рабочее на­пряжение , где U₀ — постоянное напряжение на на­грузке.

Сопротивление

,

где α _i — статический коэффициент усиления транзистора по тюку; I_К0 — ток коллектора при I_Э=0; R_H— сопротивление нагрузки; U₀ — напряжение на нагрузке.

Коэффициент сглаживания П-образного фильтра (т. е. включая конденсаторы С_ф1 и С_ф2) по схеме рисунка 4.6, а можно определить в виде

,

причем здесь, как и при выводе формулы для коэффициента сгла­живания П-образного LC-фильтра предполагалось, что . Так как транзистор действует, как указано выше, в ка­честве дросселя фильтра, то эквивалентная индуктивность в схеме рисунка 5.10, в равна .

На основании эквивалентной схемы рисунка 5.10, в коэффициент сгла­живания Г-образной части фильтра, подобно тому как оно оценивается для LС-фильтра, может быть определено в виде

,

где .

Ниже для сравнения приводятся данные двух типов фильтров низкого выпрямленного напряжения.

1.Фильтр, у которого Г-образная часть собрана по схеме рисунка 4.6, а с транзистором П15А:

, , , , , , , , параметры транзистора - , , , , .

В схемефильтра обеспечивается: , , .

2. Фильтр, у которого Г-образная часть собрана по схеме рисунка 4.5в, а с тран­зистором типа П4А:

, , , , , , , , параметры транзистора - , , , , .

В схеме фильтра обеспечивается , .

Известны параметры подобных транзисторных сглаживающих фильтров, ко­торые при U₀=150-350 В и токах нагрузки I_о=50—300 мА обеспечивают К_Г = 100—200, эквивалентную индуктивность L_ЭКВ = 15—50 Гни η _Ф=0, 75—0, 82.

Описанные сглаживающие фильтры, подобные фильтрам по схеме рисунка 4.5а, обладают существенными недостатками, заключающимися в том, что с изменением тока нагрузки или температуры окружающей среды, а также при смене транзисторов, меняется напряжение на нагрузке. Эти факторы значительно слабее ска­зываются на режиме работы стабилизаторов с автоматическим смещением.

Рисунок 4.6 - Схемы Г-образных транзисторных сглаживающих фильтров: а —с выходной емкостью С_ф2, б—бет внешней выходной емкости

Примером простейшей схемы транзисторного сглаживающего фильтра с автоматическим смещением служит схема, показанная на рисунке 4.6, а. Здесь показана Г-образная часть фильтра, причем транзистор действует как дроссель. Максимальный коэффициент сглаживания такого фильтра может быть определен на основания его эквивалентной схемы, подобной схеме рисунке 4.5в. После соответствующего упрощения можно найти

.

Получаемые при этом коэффициенты сглаживания подобных филь­тров намного меньше, чем фильтров с фиксированным смещением. Этим можно объяснить, что фильтры по схеме рисунка 4.6, а применяются редко.

На рисунке 4.6б показана схема транзисторного сглаживающего фильтра, у которого нагрузка включена в цепь эмиттера, т. е. схе­ма в целом представляет эмиттерный повторитель. В этой схеме отсутствует конденсатор С_ф2.

Не исключена возможность подключения конденсатора С_ф2 большой емкости на выходе фильтра, как показано пунктиром на рисунке 4.6, б. Однако это целесообразно лишь в том случае, если Сф₂=2—3 тыс. мкФ. В противном случае действие С_ф2 не эффек­тивно.

Коэффициент сглаживания фильтра по схеме рисунка 4.6, б может быть определен по формуле

.

Наряду с рассмотренными простейшими схемами сглаживающих фильтров возможны различные другие их модификации, различающиеся между собой местом включения нагрузки (в цепи эмиттера или коллектора), способом литания цепи базы транзи­стора (автоматически или от автономного источника питания) и рядом других особенностей. Чтобы сравнивать параметры раз­личных схем сглаживающих фильтров, представляется целесооб­разным представлять эти схемы без конденсаторов С_ф1 и С_ф2 как это показано в таблице 5.2. Здесь обозначено: R_в — сопротивление источника тока, от которого питается фильтр (выпрямитель); R_Д — суммарное сопротивление делителя напряжения; п — коэффициент деления напряжения при помощи делителя R_Д1и R_д2.

При использовании расчетных соотношений для определения па­раметров сглаживающих фильтров необходимо учесть следующее:

1. В таблице 5.2 указывается , так называемый коэффициент фильтрации, где U_ПВХ и U_ПВЫХ соответственно перемен­ные составляющие напряжения на входе и выходе фильтра. При этой коэффициент фильтрации связан с коэффициентом сглажи­вания соотношением

,

где U_0ВХ и U_0ВЫХ — постоянные составляющие напряжений на вхо­де и выходе фильтра.

Очевидно, что в общем случае . Для филь­тров с низким напряжением на нагрузке U_0ВЫХ и U_0ВХ существен­но отличаются друг от друга, а для высоковольтных фильтров можно считать U_0ВЫХ ≈ U_0ВХ равным напряжению на нагрузке U₀.В последнем случае коэффициенты сглаживания и фильтрации почти не различаются.

2. Выходные сопротивления фильтра для переменного и посто­янного тока соответственно равны:

и ,

где Δ U_ВЫХП и Δ I_НП — переменные составляющие выходного напря­жения и тока нагрузки; U_0ВЫХ и I_о — изменения постоянного выходного напряжения и тока нагрузки.

3. Сделанные в таблице 5.2 примечания дают основание упрощать расчетные формулы.

Для схем, приведенных в таблице 5.2, можно сделать следующие выводы:

1. Схемы 1—4 предпочтительнее применять, так как. в схемах 5 — 8 изменение сопротивления нагрузки R_н приводит к соответ­ствующему изменению выходного напряжения.

2. Схемы 5 — 8, в которых нагрузка включена в цепь коллектора, применяются редко. Их целесообразно применять лишь при использовании р-n-р транзисторов, когда требуется общий отри­цательный провод входного и выходного напряжений.

3. Сопротивление в схемах 7—8 стабилизирует ток через транзистор и способствует увеличению К_ф, но повышает чувстви­тельность к изменению сопротивления нагрузки R_н.

4. Практически чаще всего применяются сглаживающие фильт­ры по схемам 3—4 таблицы 5.2.

5. Схемы /— 4 чувствительны к температурным изменениям: меняются напряжения на нагрузке и значения К_ф.

6. Схемы фильтров, показанные в таблице 5.2, не подавляют мед­ленных изменений питающего напряжения (постоянной составляю­щей) и все такие изменения передаются в нагрузку.

7. Быстродействие транзисторных сглаживающих фильтров со­ставляет несколько десятков микросекунд (в зависимости от типа транзистора).

В транзисторных сглаживающих фильтрах целесообразно при­менять составные транзисторы вследствие того, что коэффициенты усиления таких транзисторов резко увеличиваются по сравнению с одиночными транзисторами. Например, для двойного составно­го транзистора , а для тройного — .С другой сто­роны, увеличение значения β приводит к лучшему сглаживанию пульсаций и уменьшению выходного сопротивления фильтра.

В качестве примера на рисунке 4.7 приведены две схемы фильт­ров с составными транзисторами. Их особенности и методика ра­счета иллюстрируются примером расчета.

Рисунок 4.7 - Схемы сглаживающих фильтров с составными транзисторами

Применение многозвенных транзисторных фильтров практиче­ски отпадает по ряду причин, в том числе и вследствие резкого уменьшения кпд., усложнения схем, снижения надежности дейст­вия и т. п.

Методика расчета транзисторных сглаживающих фильтров может быть иллюстрирована нижеследующим примером расчета.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Какими составляющими можно представить пульсирующее напряжение на выходе выпрямителя?

2. Как рассчитывают и измеряют эффективное и псофометрическое напряжение помех?

3. Какие гармоники переменной составляющей выпрямленного напряжения оказывают большее мешающее действие?

4. Какие факторы определяют величину напряжения пульсации на выходе выпрямителя?

5. Как классифицируют сглаживающие фильтры?

6. Что такое коэффициент фильтрации и как его рассчитывают?

7. Какие функции выполняет буферная аккумуляторная батарея?

8. Каковы схемы подключения буферной аккумуляторной батареи?