Схемы включения и выбор рабочей точки полевого транзистора

Лекция 13.

Рассмотрим порядок выбора рабочей точки.Положение рабочей точки транзистора в пространстве представления его вольтамперных характеристик, вообще говоря, не зависит от типа схемы, в которой этот транзистор используется в качестве активного элемента. Так же как и в случае с биполярным транзистором, выбор рабочей точки полевого транзистора предполагает определение оптимальных значений постоянных составляющих токов и напряжений в цепях транзистора.

Рассмотрим графоаналитический способ расчета параметров рабочей точки транзистора, планируемого для использования в качестве активного элемента линейного усилителя электрических сигналов. Этот способ применим как при расчете маломощного усилительного узла (каскада), проектируемого по схеме ОИ, так и в маломощных каскадах ОЗ и ОС. Расчет мощных выходных усилительных каскадов имеет свои особенности, которые здесь не рассматриваются.

В отличие от биполярного транзистора, положение рабочей точки полевого транзистора достаточно определить на плоскости представления выходных вольтамперных характеристик (т.е. на плоскости { U _СИ, I _С}). На этой плоскости представляется семейство выходных ВАХ (взятое из справочника или построенное по результатам экспериментальных измерений). Поверх полученной картины достраивается нагрузочная прямая.

Положение нагрузочной прямой зависит от того, в каком режиме должен работать транзистор. Амплитуда усиливаемого сигнала, подаваемого на вход рассчитываемого транзисторного каскада, может быть различной величины. В одних случаях приходится усиливать очень слабые электрические сигналы, в других случаях амплитуда усиливаемого сигнала может оказаться относительно большой. Для этих двух крайних ситуаций, соответствующих режимам сильного и слабого сигнала, положение нагрузочной прямой должно быть различным.

Входной сигнал называется сильным, если его амплитуда равна или чуть меньше величины U_{m .макс}» 0, 3× U _ЗИ.отс (максимально допустимой амплитуды напряжения сигнала между затвором и истоком, при котором нелинейные искажения усиленного сигнала не превышают 4 %). В случае такого сильного входного сигнала оптимальной нагрузочной прямой является линия, проходящая через точку максимального изгиба верхней ветви семейства выходных ВАХ транзистора. На рис. 12.4 эту точку обозначили буквой А.

Второй определяющей точкой искомой нагрузочной прямой является точка О, лежащая на оси напряжений U _КЭ и соответствующая напряжению источника питания, Е _пит. Напряжение Е _пит не должно превышать величины 0, 8× U _{СИ.пред.} (где U _{СИ.пред.} указывается в списке основных параметров рассматриваемого транзистора и соответствует предельно допустимому напряжению между его стоком и истоком). При этом следует иметь в виду, что занижение значения Е _пит ведет к уменьшению коэффициента усиления каскада по напряжению.

Таким образом, в случае сильного сигнала нагрузочная прямая должна примерно совпадать с наклонной сплошной линией, проходящей через точки А и О (см. рис. 12.4). В случаях более слабых сигналов она будет проходить через точки А₁ и О, А₂ и О, А₃ и О (по мере убывания амплитуды сигнала).

Рекомендуемое значение I _C00, удовлетворяющее ограничениям по предельно допустимому току стока и мощности, выделяемой на транзисторе, должно соответствовать следующему неравенству:

, (12.12)

где Р _макс – максимально допустимая активная мощность, выделяемая на транзисторе. Одновременно с этим должно быть выполнено условие оптимального согласования усилительного каскада, построенного на данном транзисторе, с нагрузкой R _Н:

. (12.13)

Для схемы ОИ это последнее равенство означает, что при его выводе были использованы приближенные соотношения: R _И» 0, 3 R _С и R _С» (1, 5¸ 2, 0) R _Н. Очевидно, что одновременное выполнение условий (12.12) и (6.13) связано с выбором конкретного транзистора под данную нагрузку.

Определив значения I _C00 и Е _пит и, следовательно, задав положение нагрузочной прямой, необходимо выбрать на этой прямой положение рабочей точки. Для этого следует найти точки пересечения выбранной нагрузочной прямой с самой нижней ветвью ВАХ (с одной стороны) и с пунктирной параболической кривой (с другой стороны в точках А, А₁, А₂ и т.д.). Эта кривая проходит через точки максимального изгиба всех графиков семейства выходных ВАХ. Середина отрезка нагрузочной прямой, заключенной между указанными двумя точками пересечения и является оптимальным положением рабочей точки транзистора.

Установив координаты рабочей точки в пространстве выходных ВАХ рассматриваемого транзистора, легко определить ее положение на его стоко-затворной ВАХ (т.е. на плоскости { U _ЗИ, I _С}). Такое построение позволит определить крутизну стокозатворной ВАХ в рабочей точке, S ₀(РТ). Здесь следует отметить, что стокозатворные (проходные) ВАХ, соответствующие значениям U _СИ в интервале 5¸ 20 В, практически накладываются друг на друга. Поэтому для рассматриваемого построения можно использовать любую ветвь из семейства проходных ВАХ, снятую при значении напряжения между стоком и истоком транзистора, принадлежащем указанному интервалу. Однако более точное значение S ₀(РТ) получается из следующего построения. Через рабочую точку, определенную на плоскости представления выходных ВАХ транзистора проведем вертикальную прямую, пересекающую все графики выходных ВАХ (см. рис. 12.5) в точках 0 - 6. Определив ординаты этих точек, мы получаем ряд значений тока стока - I _С(0) ¸ I _С(6). Поскольку точки пересечения принадлежат графикам с конкретными значениями напряжения U _ЗИ, мы можем найти соответствия между значениями I _С(0) ¸ I _С(6) из полученного ряда и значениями напряжения U _ЗИ. В результате мы получаем координаты ряда точек искомой стокозатворной характеристики на плоскости { U _ЗИ, I _С}. Среди этих точек находится и выбранная рабочая точка. Результат построения этой стокозатворной характеристики представлен на рис. 6.6. Очевидно, что при изменениях напряжения U _CИ форма стокозатворной характеристики будет меняться. Но при малой величине усиливаемого сигнала этими изменениями можно пренебречь.

Крутизна стокозатворной характеристики (S ₀(РТ)) в выбранной рабочей точке Р определяется с помощью следующего геометрического построения (см. рис. 12.7).

В точке Р проводим касательный отрезок АБ. Через точку А проводим вертикальный отрезок АВ, а из точки Б – горизонтальный отрезок БВ. В результате получаем прямоугольный треугольник АБВ. Если длину катета АВ выразить в миллиамперах (согласно масштабу вдоль оси I _С), а длину катета БВ – в вольтах (согласно масштабу вдоль оси U _ЗИ), то отношение АВ (в миллиамперах) к БВ (в вольтах) даст статическую крутизну S ₀(РТ).

Величина выходного динамического сопротивления рассматриваемого полевого транзистора определяется с помощью следующего построения. К рабочей ветви ВАХ в рабочей точке Р строится касательный отрезок АБ произвольной длины (см. рис. 12.8). Этот отрезок используется в качестве гипотенузы для построения прямоугольного треугольника. Один из катетов этого треугольника параллелен оси I _C, а другой – параллелен оси U _СИ. Если длину катета АБ выразить в миллиамперах (согласно масштабу вдоль оси I _С), а длину катета БВ – в вольтах (согласно масштабу вдоль оси U _СИ), то отношение АБ (в миллиамперах) к БВ (в вольтах) даст величину выходного динамического сопротивления данного транзистора (в Y -параметрах - у ₂₂). Из рисунка 12.8 видно, что значение полученного параметра зависит от того, на какой ветви ВАХ осуществляется построение.

Далее рассмотрим расчет величин элементов и коэффициента усиления схемы ОИ.

Одна из наиболее распространенных схем каскада ОИ на полевом транзисторе с управляющим р-п- переходом представлена на рис. 12.9.

Представленный на рис. 12.9 каскад позволяет усиливать сигнал по напряжению в широком диапазоне частот и не требует дополнительного источника напряжения для создания требуемой разности потенциалов между затвором и истоком транзистора. Его расчет начинают с выбора режима транзистора по постоянному току. Целью расчета по постоянному току является определение величин сопротивлений, гальванически связанных с выводами транзистора. Эти сопротивления должны обеспечивать оптимальное согласование каскада с нагрузкой и состояние покоя транзистора, соответствующее выбранной рабочей точке. Выше, при выборе транзистора и определении положения его рабочей точки, мы нашли две точки на плоскости представления выходных ВАХ транзистора, определяющие положение нагрузочной прямой. Одна из этих точек лежит на оси напряжений U _СИ и соответствует выбранному значению напряжения источника питания, Е _пит. Другая точка находится на оси токов, I _С, и соответствует величине I _С00, определенной нами из условия согласования каскада с нагрузкой. С другой стороны (сопоставьте рис. 12.4 и рис. 12.9), I _С00 имеет смысл постоянного тока, протекающего в цепи стока в отсутствие входного сигнала и при коротком замыкании выводов стока и истока (U _СИ = 0). Из схемы (рис. 12.9) видно, что величина I _С00 определяется равенством

I _С.00 = Е _пит /(R _С + R _И), (12.14)

где R _С и R _И - сопротивления, через которые протекают постоянные и переменные составляющие тока стока (в случае полевого транзистора постоянные составляющие токов стока и истока практически равны).

В схеме ОИ, сопротивление R _И служит только для обеспечения положения рабочей точки в том месте, которое было получено в результате графического построения (см. рис. 12.4). В этой схеме оно обычно шунтируется большой электрической емкостью и его величина должна быть равной

. (12.15)

Величина сопротивления R _С находится из равенства:

. (12.16)

В данной схеме сопротивление R ₁ необходимо для обеспечения гальванической связи затвора транзистора с общим проводом схемы. Постоянной составляющей тока через это сопротивление нет, поскольку канал транзистора надежно изолирован от затвора обратно смещенным р-п- переходом. По этой причине величина сопротивления R ₁ может быть достаточно большой (несколько МОм). Однако, при большой величине R ₁ ухудшается термостабильность параметров схемы. С другой стороны, слишком малым это сопротивление не должно быть, поскольку оно будет шунтировать источник сигнала, вследствие чего коэффициент передачи сигнала уменьшится. Рекомендуемые значения R ₁ следующие: для маломощных транзисторов – 100¸ 200 кОм, для транзисторов средней мощности – 30¸ 50 кОм, для мощных транзисторов – 10¸ 20 кОм.

Расчет каскада по переменному току начинается с определения величин разделительных емкостей С ₁ и С ₂ и шунтирующей емкости С ₃. Поскольку реактивное сопротивление электрических емкостей обратно пропорционально частоте сигнала (w), то на низких частотах на разделительных емкостях начинает падать заметная доля напряжения сигнала. При разработке любого усилителя частотный диапазон эффективного усиления сигнала задается техническим заданием, где определяются нижняя (w_ниж) и верхняя (w_верх) частоты этого диапазона. При этом для оценки оптимальной величины разделительных емкостей служат равенства:

, (12.17)

, (12.18)

где Z _вх – комплексное входное сопротивление транзистора. На низких частотах междуэлектродными емкостями можно пренебречь. Кроме того, можно считать, что сопротивление R _И достаточно хорошо зашунтировано емкостью С ₃. Поэтому вместо приближенного равенства можно использовать

. (12.19)

Чтобы исключить отрицательную обратную связь в каскаде и надежно зашунтировать сопротивление R _И уже на частоте w_ниж, необходимо выполнение приближенного равенства

. (12.20)

Далее производится расчет коэффициента усиления каскада. Для этого в схеме усилительного каскада (рис. 12.9) транзистор замещается линейным четырехполюсником, заданным в Y -параметрах. Свойства этого четырехполюсника описываются линейными уравнениями, связывающими между собой входные и выходные напряжения и токи (U ₁, U ₂, I ₁ и I ₂).Система уравнений для полевого транзистора, рассматриваемого как четырехполюсник, может быть представлена в следующем виде:

,

. (12.21)

Физический смысл входящих в систему параметров определяется равенствами, найденными из системы (6.21) при предельных условиях.

, , , . (12.22)

Из вида равенств (12.22) следует, что представляет собой входную проводимость четырехполюсника, определенную при коротком замыкании на его выходе. Параметр является проводимостью обратной связи при холостом ходе на входе четырехполюсника, является для четырехполюсника проходной проводимостью, определенной при коротком замыкании на его выходе, а - выходной проводимостью четырехполюсника при холостом ходе на его входе. Можно показать, что уравнения (12.21) соответствуют схеме, представленной на рис. 12.10.

Поскольку полевой транзистор может заменяться линейным четырехполюсником не во всем диапазоне изменений входных и выходных токов и напряжений, то его Y -параметры имеют смысл лишь в дифференциальной форме:

, ,

, . (12.23)

В приближенных расчетах обычно пренебрегают влиянием параметра у ₁₂, поскольку он имеет величину, близкую к нулю. На низких и средних частотах (где влияние междуэлектродных емкостей пренебрежимо мало) параметр у ₁₁ также может быть исключен из рассмотрения. Поэтому часто используют упрощенную схему замещения полевого транзистора (схема ОИ), показанную на рис. 12.11. Она представляет собой четырехполюсник с бесконечно большим входным сопротивлением и бесконечно малой проводимостью обратной связи.

Заменив в схеме каскада ОИ (рис. 12.9) полевой транзистор его схемой замещения, примем во внимание дифференциальный характер параметров у ₂₁ и у ₂₂. Это значит, что постоянные составляющие токов и напряжений в схеме каскада должны быть приравнены к нулю. Источники постоянного напряжения должны быть закорочены, а ветви схемы, содержащие источники постоянного тока, должны быть разомкнуты. Источник тока в схеме замещения следует рассматривать как источник переменного тока. Таким образом, в расчетах по переменному току схема каскада ОИ будет иметь вид, показанный на рис. 12.12. Для простоты на этой схеме не учтено внутреннее сопротивление источника входного сигнала. Параметр транзистора у ₂₁ зависит от частоты. Его величина резко уменьшается по мере приближения к граничной частоте усиления транзистора. Реактивные сопротивления емкостей С ₁, С ₂ и С ₃ также зависят от частоты сигнала. На самой нижней частоте рабочего частотного диапазона каскада они могут повлиять на его коэффициент усиления. Но на более высоких частотах это влияние очень мало. Поэтому мы можем считать, что на этих частотах их сопротивление равно нулю.

Для примера мы рассмотрим порядок расчета каскада на средних частотах усиливаемого сигнала. Учитывая сказанное выше, эквивалентную схему каскада ОИ мы представим так, как это показано на рис. 12.13. Целью нашего упрощенного расчета является определение коэффициента усиления каскада по переменному току, K_U = u _вых / u _вх. Очевидно, что выходным напряжением каскада является напряжение, падающее на сопротивлении нагрузки вследствие протекающего через него переменного тока. Из схемы (рис. 12.13) видно, что это напряжение соответствует также падению напряжения на сопротивлении R _С и переменной составляющей напряжения U _КЭ (т.е., u _КЭ). Поскольку, вследствие шунтирующего влияния емкости С ₃, переменная составляющая потенциала истока равна нулю (потенциалы отсчитываем от общего провода), то ток генератора тока i будет равен у ₂₁× u _ЗИ.

На средних частотах параметр у ₂₁ приблизительно равен S ₀ (величине крутизны статической стоко-затворной характеристики используемого полевого транзистора). Переменная составляющая напряжения U _ЗИ равна входному напряжению u _вх. Из равенств

и

находим

,

откуда получим

. (12.24)

Расчет величин пассивных элементов и коэффициента усиления схемы ОC производится аналогичным образом.