![]() Главная страница Случайная страница КАТЕГОРИИ: АвтомобилиАстрономияБиологияГеографияДом и садДругие языкиДругоеИнформатикаИсторияКультураЛитератураЛогикаМатематикаМедицинаМеталлургияМеханикаОбразованиеОхрана трудаПедагогикаПолитикаПравоПсихологияРелигияРиторикаСоциологияСпортСтроительствоТехнологияТуризмФизикаФилософияФинансыХимияЧерчениеЭкологияЭкономикаЭлектроника |
Особенности построения современных МШУ
СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ ИНТЕРФЕЙСНОЙ ЧАСТИ СОВРЕМЕННЫХ ПРИЕМНИКОВ Варианты построения интерфейсной части современных приемников В курсе «Устройства приема и обработки сигналов» были обсуждены вопросы, связанные с классификацией приемников, и были названы основные их типы: · приёмник прямого усиления; · приёмник супергетеродинного типа; · приёмник инфрадинного типа (или приёмник с широкополосным преселектором) → (инфрадин); · синхродинный приёмник, в котором осуществляется синхронный приём → (синхродин); · приёмник прямого преобразования (или гомодинный приёмник), когда используется квадратурная обработка сигнала.[1] Наибольшее применение в интерфейсной (высокочастотной) части современных приемников, т.е. до аналого-цифрового преобразователя, нашли супергетеродин и гомодин. Инфрадинные ПРМ, как известно, нашли широкое распространение в радиоизмерительной аппаратуре миллиметрового и сантиметрового диапазонов волн. Была сделана попытка использовать такой принцип при разработке вещательного ПРМ УКВ диапазона. Основные трудности при реализации этого принципа: нужно обеспечить высокую линейность преселектора и первого смесителя, а также требуемую избирательность ФСС высокого порядка. Отметим, что если супергетеродинные ПРМ выполняются достаточно стандартным образом: с однократным или двукратным преобразованием частоты, то другие типы ПРМ отличаются некоторым разнообразием. Доминирующий структурой ПРМ мобильных систем типа WCDMA и GSM, а также Wi-Fi, DECT, Bluetooth и трансиверов для систем передачи данных являются ПРМ с квадратурной обработкой входного сигнала [1]. При этом различают гомодинные ПРМ с однократным преобразованием частоты непосредственно на постоянный ток: f пр= 0 (системы типа direct conversion: Bluetooth, Wi-Fi, WCDMA), а также ПРМ с переносом частоты в область низких частот: низкое значение f пр (Low IF conversion: GSM, DECT). Правда, во втором варианте возникает проблема подавления зеркального канала. На рис. 7.1. изображена упрощенная структурная схема гомодинного ПРМ типа “direct conversion”. Рис. 7.1 В этой структурной схеме можно выделить приёмно-усилительный тракт, передающий тракт, которые подключаются к одной антенне через циркулятор. Далее преподавателю следует кратко обсудить принципы построения указанных трактов и назвать основные блоки, которые входят в состав интерфейсной, высокочастотной части ПРМ: малошумящий усилитель (МШУ), квадратурный смеситель на базе перемножителей, гетеродин на основе цифрового синтезатора частот, частотные фильтры и программируемые усилители. Конструктивно такой гомодинный ПРМ с f пр = 0 содержит два кристалла. На одном выполнена аналого-цифровая часть этого устройства, а на другом – чисто цифровая часть, которая включает в себя АЦП и процессор цифровой обработки сигналов, выполненный по КМОП-технологии. Усилитель мощности (УМ), циркулятор с входной цепью и кварцевый резонатор располагаются непосредственно на монтажной плате. Интерфейсная часть приемника с низкой f пр ≠ 0 может быть выполнена в двух вариантах: • на выход квадратурных каналов подключаются полосовые фильтры; при этом в процессоре ЦОС имеется цифровой комплексный смеситель на четырех перемножителях, с помощью которого подавляется зеркальный канал приема [ 1, 6 ]; • на выход квадратурных каналов включается либо комплексный фильтр, либо полифазный фильтр, с помощью которых осуществляется эффективное подавление (режекция) зеркального канала приема [ 1, 6 ]. На рис. 7.2 изображена упрощенная структурная схема отечественной СБИС селектора каналов приемника спутникового телевидения, разработанная на основе кремний-германиевой (Si-Ge) БиКМОП-технологии с проектными нормами 0, 25 мкм. Данная СБИС представляет собой ПРМ, который в отличие от схемы на рис.7.1 переносит входной сигнал на f пр ≠ 0 для последующего аналого-цифрового преобразования и цифровой обработки. Назовём преимущества такого построения: · исключается влияние фликкер-шумов последних каскадов интерфейсной части гомодинного ПРМ; · исключается влияние смещения по постоянному току, которое появляется на выходе ПРМ при f пр = 0; · устраняется эффект просачивания колебаний гетеродина (с ГУН) на вход МШУ. Рис. 7.2 Такая СБИС включает следующие основные блоки: · МШУ и высокочастотный усилитель с программируемым коэффициентом усиления и схемой автоматической регулировки усиления (АРУ); · квадратурный смеситель; · программируемый двухканальный ПФ с регулируемыми усилителями; · синтезатор частот с широкополосным генератором, управляемым напряжением (ГУН), и схемой управления. Высокочастотный усилитель состоит из пяти усилительных каскадов и детектора АРУ. Входной МШУ обеспечивает усиление сигнала с малым коэффициентом шума. Регулируемые каскады предназначены для реализации широкого диапазона перестройки усиления. Выходной каскад этого усилителя обеспечивает требуемый уровень усиления. Квадратурный смеситель построен как активный на основе ячеек Б.Джильберта и полифазного фильтра, работающего в широком диапазоне частот за счет многокаскадной структуры. Синтезатор частот основан на классической схеме ФАПЧ с частотно-фазовым детектором. Широкополосный ГУН позволяет получать сигнал с частотами 920...2200 МГц. Реализовать заданный частотный диапазон на одном генераторе затруднительно. Поэтому использованы два генератора, отвечающих за верхний и нижний диапазоны. Каждый из двух генераторов имеет цепь аналоговой настройки частоты с помощью варикапов и цепи дискретной настройки, выполненные с помощью подключаемых или отключаемых емкостей. Для формирования АЧХ основного канала в эту ИМС включён двухканальный программируемый ПФ с регулируемыми усилителями. Сам фильтр представляет собой лестничный перестраиваемый активный фильтр Баттерворта 6-го порядка. Выбор лестничной структуры определяется её экстремально низкой параметрической чувствительностью и простотой управления ЧХ фильтра. Схема такого фильтра получена заменой индуктивностей схемы пассивного LCR-прототипа их гираторными эквивалентами. Гираторы реализованы встречно-параллельным соединением двух преобразователей напряжения в ток (ПНТ), в качестве которых использованы ОУ типа ИТУН. Перестройка ЧХ фильтра выполняется изменением тока смещения ПНТ (преобразователя напряжение-ток) посредством схемы управления, при этом частота настройки фильтра перестраивается в диапазоне от 4 МГц до 40 МГц. Поскольку в данном варианте полосовой фильтр является широкополосным, то подавление зеркального канала осуществляется с помощью комплексного смесителя, который реализован в блоке ЦОС [1, 6]. ИМС имеет 40-выводной QFN-корпус. Основные параметры обсуждаемой ИМС: · диапазон рабочих частот 920...2200 МГц; · максимальный коэффициент усиления не менее 80 дБ; · диапазон регулировки усиления в ВЧ-тракте не менее 70 дБ; · диапазон регулировки усиления в фильтре не менее 10 дБ; · коэффициент шума приёмника не более 8 дБ; · ток потребления 120 мА при Е п = 3В; · габариты кристалла 2, 5× 2, 1 мм2. Принцип гомодинного приёма широко используется также в считывателях (ридерах) в системах радиочастотной идентификации объектов (RFID-системах) [2]. Рассмотренные варианты ПРМ дают возможность сформулировать перечень основных аналоговых и аналого-цифровых блоков, практическую реализацию которых в интегральном исполнении целесообразно обсудить: · МШУ; · аналоговые перемножители и их применение; · формирователи квадратурных компонентов Q канала и I канала, включая полифазные фильтры; · устройства частотной селекции, в том числе фильтры на ПАВ и гираторах; · цифровые синтезаторы частот [3, 4]; · аналого-цифровые преобразователи (АЦП и ЦАП). Особенности построения современных МШУ МШУ является первым усилительным каскадом приёмного устройства и в значительной степени определяет характеристики ПРМ в целом. Главное назначение МШУ – увеличение отношения сигнал/шум и согласование приёмного тракта с входной цепью. В зависимости от области применения характеристики МШУ могут существенно различаться: · в устройствах WLAN (Wi-Fi) и Bluetooth коэффициент шума K ш > 4дБ; · в системах мобильной связи (например, GSM) K ш ≤ 2дБ при K м ≥ 15дБ. При разработке МШУ необходимо обеспечить следующие основные показатели: · низкое значение коэффициента шума K ш; · высокий коэффициент усиления мощности K м; · устойчивость в широком смысле этого слова; · требуемую линейность; · требуемую степень согласования входного импеданса усилителя с импедансом источника сигнала, который обычно равен волновому сопротивлению тракта 50 Ом. Отметим, что для оценки линейности усилителей принято использовать современные критерии: · точка компрессии (или точка насыщения) P 1дБ вх – мощность, при которой коэффициент усиления мощности K м уменьшается на 1 дБ; · точки пересечения (перехвата) по интермодуляции IIP 2 и IIP 3, которые связаны с интермодуляционными искажениями 2-го и 3-го порядков. Рассмотрим более подробно эти искажения. Основным критерием для оценки нелинейных, а точнее интермодуляционных искажений в современных приёмниках является параметр «характеристическая точка мощности интермодуляционных искажений N -го порядка» ( N -th order Intermodulation Intercept Point, или в англоязычной аббревиатуре IIPN). Обычно значения N равны 2 или 3. Поэтому ниже речь пойдет о параметрах IIP 2 и IIP 3. Их называют ещё точками пересечения мощности интермодуляционных продуктов 2-го и 3-го порядков. Эти параметры определяются следующим образом. Предположим, что на некоторое устройство с нелинейной характеристикой y = F (x) воздействует входной сигнал вида x (t) = A cosω 1 t + A cosω 2 t = A (cosω 1 t + cosω 2 t), т.е. эта сумма двух гармонических колебаний с равными амплитудами, но с разными и близкими по значению частотами (рис. 7.3).
Рис. 7.3 Здесь R вх – входное сопротивление устройства как четырёхполюсника, R н – сопротивление нагрузки. Пусть y = a 1 x + a 2 x 2 или y (t) = a 1 x (t) + a 2 x 2(t). Определение. Параметр IIP2 – это мощность входного сигнала на одной из частот, например, на ω 1, при которой амплитуда гармоники интермодуляционных искажений на частоте (ω 1 ± ω 2) равна амплитуде гармоники основной частоты ω 1. Обозначим АIIP 2 амплитуду гармоники входного сигнала (в данном случае тока) на частоте (ω 1 ± ω 2) y (t) = a 1(A cosω 1 t + A cosω 2 t) + a 2(A cosω 1 t + A cosω 2 t)2 = a 1 A cosω 1 t + a 1 A cosω 2 t + a 2 A 2cos2ω 1 t + a 2 A 2cos2ω 2 t +2 a 2 A 2cosω 1 t ·cosω 2 t. Из последнего выражения следует, что амплитуда выходного сигнала (тока) на основной частоте ω 1 равна a 1 A, а амплитуда гармоник на частотах (ω 1 – ω 2) или (ω 1 + ω 2) равна a 2 A 2. Если a 1 A = a 2 A 2, то А = a 1/ a 2 = АIIP 2 и тогда
Определение. Параметр IIP3 - это мощность входного сигнала на одной из частот, например, ω 1, на которой амплитуда гармоники интермодуляционных искажений на частоте (2ω 1–ω 2) равна амплитуде гармоники основной частоты ω 1. Считаем, что y (t) = a 1 x (t) + a 3 x 3(t). Тогда y (t) = a 1(A cosω 1 t + A cosω 2 t) + a 3(A cosω 1 t + A cosω 2 t)3 = = a 1 A cosω 1 t + a 1 A cosω 2 t + a 3 (A 3cos3ω 1 t + A 3cos3ω 2 t + + 3 A 3cos2ω 1 t ·cosω 2 t + 3 A 3cosω 1 t ·cos2ω 2 t). Из последнего выражения следует, что амплитуда гармоники на частоте ω 1 равна При равенстве этих амплитуд определяется AIIP 3
или Чем больше значение IIPN, тем выше устойчивость приёмника к интермодуляционным эффектам N -го порядка. Следует отметить, что IIPN в некоторой степени является гипотетическим параметром, который экспериментально определяется лишь косвенными измерениями. Основное преимущество этого параметра перед коэффициентом гармоник K ни и коэффициентом интермодуляционных искажений K им состоит в независимости IIPN от уровня выходного сигнала. Следовательно, этот параметр характеризует собственные нелинейные свойства конкретного устройства. Несложно установить связь коэффициента нелинейных искажений по третьей гармонике K ни3 при односигнальном воздействии с параметром IIP 3: откуда Выше было показано, что при использовании аппроксимации в виде кубического полинома y (t) = a 1 x (t) + a 3 x 3(t) амплитуда гармоники на частоте ω 1 равна Из последней формулы видно, что при Вводят понятие точки компрессии (или точки насыщения) P 1дБм вх – это значение входной мощности, при которой выходная мощность уменьшается на 1дБм относительно линейного усилительного устройства. Рис. 7.4 На рис. 7.4 в координатах Р вых = f (P вх) приведено несколько зависимостей: 1 – амплитудная характеристика идеального линейного СВЧ-устройства; 2 – амплитудная характеристика реального нелинейного устройства; 3 – зависимость выходной мощности интермодуляционных продуктов 3-го порядка от входной мощности; 4 – линеаризованная зависимость выходной мощности интермодуляционных продуктов 3-го порядка от входной мощности. Подчеркнем, что вопрос согласования входного импеданса усилителя с импедансом источника сигнала особенно важен, поскольку от согласования в большой степени зависит K ш усилителя. Но если в настоящее время широко применяются малошумящие МОП-усилители, то как удаётся обеспечить широкополосное согласование, при условии, что сам МОП-транзистор имеет высокий входной импеданс? Один из известных способов – использование параллельной ООС (рис. 7.5). Современные, более эффективные способы широкополосного согласования в таких усилителях описаны в [1]. Рис. 7.5 Какие активные элементы (или усилительные приборы) используются в МШУ? В течение 80÷ 90-х годов кремниевые БТ и полевые транзисторы на основе арсенида галлия (GaAs), а именно ПТ с барьером Шоттки (ПТШ), р-НЕМТ -транзисторы (на горячих носителях) и др., являлись основными активными элементами (компонентами), которые использовались в ИМС радиочастотного диапазона. На сегодняшний день большинство зарубежных полупроводниковых ИМС СВЧ-диапазона изготовляются по технологии GaAs р-НЕМТ. Применение такой технологии позволяет реализовать наилучшие характеристики устройств СВЧ тракта – МШУ, смесителей, модуляторов, демодуляторов и др. – вплоть до 40÷ 60 ГГц. Приведем для примера параметры двух вариантов современных МШУ: 1. МШУ типа ALN-33144030-01 с волноводным входом-выходом: · коэффициент усиления мощности K м=30 дБ; · полоса усиливаемых частот 26÷ 40 ГГц; · коэффициент шума K ш < 4, 5дБ; · ток потребления 200 мА. 2.МШУ типа SLM-207: · коэффициент усиления мощности K м ≥ 15 дБ; · полоса усиливаемых частот 1, 7÷ 2 ГГц; · коэффициент шума K ш = 0, 9дБ; · точка компрессии P 1дБм вых = 17, 7дБм; · точка пересечения по интермодуляции 3-го порядка P вых IIP3 = 30дБм; · ток потребления 44 мА. В более низкочастотной области радиочастотного диапазона 0, 1...2, 5 ГГц для разработки тех же устройств СВЧ тракта применяются ПТШ по технологии GaAs MESFET с длиной затвора 0, 25мкм. Например, МШУ типа 6405УР1, в котором использована указанная технология, имеет следующие параметры: · коэффициент усиления мощности на частоте 1ГГц K м = 20дБ; · полоса усиливаемых частот 0, 1÷ 2 ГГц; · коэффициент шума K ш ≤ 4дБ; · точка компрессии P 1дБм вых= 10дБм; · точка пересечения по интермодуляции 3-го порядка P вых IIP3 = 24дБм; · ток потребления 40мА. Долгое время применение кремниевых МОП-транзисторов оставалось затруднительным из-за сравнительно низкой граничной частоты (f гр ≤ 500МГц). В настоящее время бурное развитие КМОП-технологии позволило уменьшить длину затвора до 0, 18 мкм и менее (до 45 нм), в результате чего граничная частота кремниевых МОП-транзисторов увеличилась до 40÷ 60 ГГц. Это сделало КМОП-технологию приемлемой для проектирования радиочастотного тракта в диапазоне 1÷ 10 ГГц. КМОП-микросхемы, в том числе и БИС, успешно применяются в интерфейсных частях ПРМ, а также в высокочастотных трактах радиоустройств различного функционального назначения и конкурирует с другими типами современных ИМС на основе GaAs, Si/Ge и других полупроводниковых материалов. Кроме того, КМОП-технология, являясь основой цифровой микроэлектроники, позволяет объединить на одном кристалле высокочастотную и низкочастотную аналоговые и цифровые части радиосистемы. Это обстоятельство сделало возможным реализацию концепции «система на одном кристалле» («system-on-a-chip»). Несколько лет тому назад появился класс МШУ с частичной компенсацией шума АЭ. При этом, что очень важно, удаётся обеспечить и широкополосное согласование. Идею такой компенсации собственного шума МОП-транзистора можно проиллюстрировать на примере схемы, изображённой на рис. 7.6.
Рис. 7.6 Для составления графа проводимостей, с помощью которого предполагается рассчитать вклад собственных шумов МОП-транзистора в выходное напряжение (узел 5), следует из схемы исключить источник входного сигнала u c(t). При этом резистор R1 окажется соединённым с общей шиной (узел 1 будет иметь нулевой потенциал). Такой расчет проводится при определенных допущениях, а именно: · все элементы (активные и пассивные) являются безынерционными: действительно, если f гр ≈ 40 ГГц, то на частоте 1 ГГц МОП-транзистор можно в первом приближении считать безынерционным; · усилитель с коэффициентом А представляется как ИНУН; · сумматор считается идеальным устройством с весовыми коэффицентами, равными +1; · шумы резисторов и усилителя А не учитываются. В таком случае граф проводимостей ГП будет выглядеть, как показано на рис. 7.7.
Рис. 7.7 В узел 3 подключён через дополнительную ветвь с передачей, равной (–1) источник шумового тока Далее переходим к сигнальному графу (СГ) (рис. 7.8). Рис. 7.8 Находим передаточную функцию от источника Полученная функция обращается в нуль, если откуда Итак, при условии 1. Входное сопротивление такого усилителя за счет параллельной ООС может быть реализовано равным 2. На выходе такого усилителя будут скомпенсированы нелинейные искажения, обусловленные МОП-транзистором VT1. Дело в том, что при малом уровне нелинейных искажений целесообразно ввести понятие «генератора нелинейных искажений», который можно подключить в тот же узел, что и источник шумового тока (рис. 7.9). Рис. 7.9 В таком случае произойдет компенсация нелинейных продуктов малого уровня, которые появляются за счет нелинейных свойств транзистора VT1. Реальные схемы МШУ на МОП-транзисторах и на биполярных транзисторах с частичной компенсацией собственного шума и с широкополосным согласованием по входу изображены на рис. 7.10.
Рис. 7.10 Как показал проведенный анализ, наиболее предпочтительным является вариант г. Здесь компенсируются шумы МОП-транзистора VT1, а входное сопротивление МШУ определяется входным сопротивлением VT1 со стороны истока и сопротивлением резистора R2. Если Такая схема обладает симметричным выходом. Задание на самостоятельную работу: Произвести расчет варианта г и показать, что имеет место компенсация собственных шумов транзистора VT1.
Список рекомендуемой литературы: 1. Коротков А.С. Микроэлектронные высокочастотные устройства приёмников систем связи. – С-Пб.: Изд-во Политехнического университета, 2010. 2. Богатырёв Е.А., Рубцов И.А. RFID-системы: основы построения, функционирования и применения: учебное пособие/ под ред. Е.А.Богатырёва. – М.: Издательство МЭИ, 2012. 3. Белов Л.А., Синтезаторы частот и сигналов. Учебное пособие.- М.: САЙНС-ПРЕСС, 2002. 4. Богатырёв Е.А, Лякин А.Е., Ларин В.Ю. Энциклопедия электронных компонентов. Том 1. Большие интегральные схемы. – М.: Макротим, 2006. 5. Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ сигналов и их компоненты: учеб. пособ. / Л.А.Белов.- М.: Издательский дом МЭИ, 2010. 6. Галкин В.А. Основы программно-конфигурируемого радио. – М.: Горячая линия – Телеком, 2013. [1] Здесь уместно провести контроль знаний студентов и попросить их дать краткую характеристику отдельным типам ПРМ.
|